1. 从一颗烧掉的MOS管说起为什么大电流H桥不能照搬L298N很多人第一次接触电机驱动都是从L298N或者TB6612这类集成模块开始的。插上电源、接上电机、给PWM信号轮子就转起来了简单到让人以为电机驱动不过如此。但只要你尝试驱动功率稍微大一点的直流电机——比如24V、十几安培的工作电流——L298N那点本事立刻就不够看了。它的导通压降大得离谱内部达林顿管在大电流下发热严重效率低到令人发指而且它本质上是个双极型工艺的老古董根本扛不住几十安培的持续电流。这时候你就得自己搭H桥了。H桥的本质很简单四个开关管组成一个桥臂结构通过控制对角开关管的导通与关断实现电机两端电压极性的翻转从而控制电机的正反转。听起来容易但一旦电流上到十几安培甚至几十安培问题就全冒出来了——高边开关管怎么驱动栅极电荷谁来抽死区时间怎么设自举电容会不会失效这些问题不解决你的MOS管就是一颗颗冒烟的烟花。我这次要聊的就是以IR2104半桥驱动芯片配合LR7843 N沟道MOS管搭建的大电流H桥方案。IR2104负责高边和低边的栅极驱动LR7843负责扛电流两者配合可以做出一个结构清晰、成本可控、性能扎实的电机驱动电路。这套方案在电动工具、机器人关节、大功率云台、电动滑板等场景里非常常见也是很多工程师从集成模块过渡到分立方案的首选练手项目。这篇文章会从H桥的基本原理讲起重点拆解IR2104的自举电路工作机制把LR7843的选型逻辑和参数计算讲透然后给出完整的原理图设计思路、PCB布局要点、实测波形分析和踩坑记录。不管你是刚学完模电的学生还是想从L298N升级到分立方案的爱好者或者是在做产品选型的工程师这篇内容都能给你一套可以直接复现的参考。2. H桥的四种工作状态与电流续流路径2.1 正转、反转、刹车与滑行四种状态背后的开关组合H桥之所以叫H桥是因为四个开关管画出来像一个字母H电机横在中间那条桥上。四个管子分别是高边左Q1、高边右Q2、低边左Q3、低边右Q4。通过不同的开关组合电机可以进入四种基本状态。正转时Q1和Q4导通电流从电源正极经过Q1流入电机左端再从电机右端流出经过Q4回到地。反转时Q2和Q3导通电流方向反过来。这两种状态下电机两端承受完整的电源电压转速由PWM占空比决定。刹车状态是Q3和Q4同时导通或者Q1和Q2同时导通。这时候电机两端被短接反电动势产生的电流在低边管子内部形成回路电机迅速停转。滑行状态则是四个管子全部关断电机两端悬空靠惯性自由转动直到摩擦阻力让它停下来。这里有个容易被忽略的细节刹车状态下电机绕组的反电动势会通过导通的低边MOS管形成短路电流这个电流可能非常大尤其是在高速运转时突然刹车。如果你的MOS管耐流不够或者PCB走线阻抗太大刹车瞬间的电流尖峰可能直接把管子干掉。所以实际设计中刹车功能要么用PWM软刹车要么确保MOS管的脉冲电流能力足够。2.2 死区时间为什么不能同时导通上下管H桥最危险的情况就是同一桥臂的上下两个管子同时导通。假设Q1和Q3同时打开电源正极直接通过Q1和Q3短路到地瞬间电流只受限于MOS管的导通电阻和电源内阻可能达到几百安培。这个电流会在几微秒内把管子烧毁甚至炸开封装。为了避免这种情况必须在上下管切换时插入死区时间——也就是先关断一个管子等它完全关断之后再打开另一个管子。死区时间的长短取决于MOS管的关断延迟和栅极放电速度。LR7843的关断延迟大约在几十纳秒级别加上栅极电阻和驱动能力的影响实际死区时间通常设在200ns到1μs之间。IR2104这颗芯片内部已经集成了死区时间逻辑典型值是520ns。这个值对大多数应用来说够用了但如果你用的MOS管栅极电荷特别大或者驱动电阻选得比较大520ns可能还不够。这时候就需要在MCU端额外做死区控制或者换用带可调死区的驱动芯片。注意死区时间不是越大越好。死区期间电机电流通过体二极管续流体二极管的压降比MOS管导通电阻大得多会产生额外损耗和发热。死区时间过长会导致输出波形畸变电机低速运转时出现抖动。2.3 续流路径体二极管什么时候导通H桥驱动感性负载时电流不能突变。当PWM关断时电机绕组的电感会产生反电动势试图维持电流继续流动。这时候续流路径就变得非常关键。以正转PWM调速为例Q1和Q4导通时电流从电源流向电机。当Q1关断时电机绕组的电流需要继续流动此时电流会通过Q3的体二极管或者Q4的沟道继续续流。具体走哪条路取决于Q3和Q4的开关状态。如果是同步整流模式Q3会在Q1关断后导通电流通过Q3的沟道流回电机损耗比体二极管小得多。体二极管的导通压降通常在0.7V到1.5V之间而LR7843的导通电阻只有几毫欧在10A电流下压降只有几十毫伏。所以同步整流能显著降低续流损耗提高整体效率。但同步整流也带来一个问题如果Q3和Q1的切换时序不对就会出现上下管直通的风险。这就是为什么死区时间如此重要。3. IR2104的自举电路高边驱动到底怎么工作的3.1 高边N沟道MOS管的驱动困境H桥的高边开关管如果用N沟道MOS管源极电位会随着开关状态在0V和电源电压之间跳动。要让它导通栅极电压必须比源极高出10V左右LR7843的Vgs阈值大约是2V但要做到低导通电阻通常需要10V的驱动电压。问题来了当高边管导通时源极电位等于电源电压栅极就需要比电源电压还高10V。这个电压从哪里来如果用P沟道MOS管做高边驱动就简单多了栅极拉到地就能导通。但P沟道MOS管的导通电阻通常比同规格的N沟道大两三倍价格也更贵在大电流场景下完全不划算。所以大电流H桥几乎清一色用N沟道MOS管做高边这就必须解决高边驱动的问题。常见的解决方案有三种隔离电源供电、变压器隔离驱动、自举电路。隔离电源方案需要一个独立的隔离DC-DC模块成本高、体积大。变压器隔离驱动适合高频场景但电路复杂。自举电路是成本最低、结构最简单的方案只需要一个二极管和一个电容就能实现高边驱动。3.2 自举电容的充放电回路拆解IR2104的自举电路核心就两个元件一个自举二极管通常用快恢复二极管或肖特基二极管和一个自举电容。电路连接方式是这样的自举二极管的正极接VCC通常是12V或15V负极接自举电容的正极自举电容的负极接高边MOS管的源极。IR2104的VB引脚接自举电容正极VS引脚接高边MOS管源极。充电过程发生在低边MOS管导通的时候。此时高边MOS管的源极被低边管拉到地电位VCC通过自举二极管给自举电容充电电容两端电压接近VCC减去二极管压降。假设VCC是12V二极管压降0.5V自举电容充到11.5V。放电过程发生在高边MOS管需要导通的时候。IR2104内部的高边驱动电路从VB和VS引脚取电自举电容正极的电压通过芯片内部推到高边MOS管的栅极。此时高边MOS管的源极电位升高到电源电压自举电容负极也跟着升高但电容两端电压差保持不变所以栅极电压始终比源极高11.5V左右保证MOS管充分导通。这里有个关键点自举电容的电荷在每个开关周期都会被消耗一部分必须在低边管导通期间及时补充。如果占空比接近100%低边管几乎没有导通时间自举电容就充不上电高边驱动会失效。所以IR2104方案的最大占空比通常限制在95%到98%之间不能做到100%。3.3 自举二极管和电容的选型计算自举二极管的选择有几个硬性要求反向恢复时间要短因为在高边管导通时自举二极管承受反向电压如果反向恢复慢会有漏电流从自举电容倒灌回VCC。耐压要足够至少能承受电源电压加上自举电压。正向压降要小这样自举电容能充到更高的电压。常用的自举二极管有1N4148耐压100V反向恢复4ns、SS14肖特基耐压40V压降0.3V、UF4007耐压1000V反向恢复75ns。对于24V以下的电源系统SS14是很好的选择压降小、恢复快。如果是48V或更高电压需要选耐压100V以上的快恢复二极管比如ES1D或者US1M。自举电容的容量计算稍微复杂一点。每次开关周期自举电容需要提供的电荷量等于高边MOS管的栅极电荷Qg加上IR2104内部高边驱动电路的静态电流消耗。LR7843的栅极电荷在Vgs10V时大约是50nC到80nC具体看数据手册。IR2104的高边静态电流大约是几十微安。假设开关频率是20kHz周期50μs。高边管导通时间假设占40%也就是20μs。在这20μs内自举电容要提供栅极电荷加上静态电流消耗的电荷。静态电流按50μA算20μs消耗1nC。加上栅极电荷80nC总共约81nC。自举电容的电压跌落要控制在合理范围内通常允许跌落在0.5V到1V之间。根据公式C Q/ΔV如果允许跌落1VC 81nC / 1V 81nF。实际选用时留足余量通常用100nF到1μF之间。我一般用1μF的陶瓷电容体积小、ESR低、可靠性好。但电容也不是越大越好。容量太大充电时间常数变大在低边管导通时间较短时可能充不满。而且大容量电容的等效串联电感也大高频下阻抗特性变差。1μF是个比较均衡的选择配合SS14二极管在20kHz到50kHz的开关频率下都能稳定工作。提示自举电容一定要用X7R或X5R材质的陶瓷电容不要用Y5V。Y5V的容量随温度和电压变化极大在12V偏压下容量可能衰减到标称值的30%以下导致高边驱动电压不足。3.4 自举电路的实测波形与常见失效模式我第一次搭IR2104电路的时候用示波器看高边栅极波形发现高边管导通时栅极电压只有8V左右MOS管发热严重。排查了半天最后发现是自举二极管用了1N4007——这颗二极管的恢复时间是微秒级别完全跟不上20kHz的开关频率。换成SS14之后栅极电压立刻上到11V管子温度降了二十多度。自举电路最常见的失效模式有几种。第一种是自举电容容量不足或者材质不对导致高边驱动电压随占空比升高而下降。第二种是自举二极管反向恢复太慢在高边管导通期间漏电流把自举电容的电荷抽走。第三种是自举电容的负极走线太长引入了寄生电感在高频开关时产生振铃导致驱动电压不稳定。还有一种比较隐蔽的失效如果电机在高速运转时突然反转电机产生的反电动势可能通过高边MOS管的体二极管灌入电源把电源电压抬升到超过自举二极管耐压的程度击穿自举二极管。这种情况下需要在电源端加TVS或者大容量电解电容吸收回馈能量。4. LR7843的选型逻辑与关键参数计算4.1 为什么选LR7843导通电阻、耐压与封装LR7843是一颗N沟道功率MOS管耐压30V导通电阻在Vgs10V时典型值是3.5mΩ最大4.5mΩ。封装通常是TO-252DPAK或者TO-220TO-252适合贴片焊接TO-220适合加散热片。它的栅极电荷典型值在50nC左右不算特别大IR2104驱动起来比较轻松。选MOS管主要看几个参数耐压、导通电阻、栅极电荷、封装热阻。耐压要留足余量24V系统至少选30V以上的管子48V系统要选60V或100V。LR7843的30V耐压适合24V以下的系统如果电源电压超过24V建议换用LR7843的升级型号或者耐压更高的管子。导通电阻直接决定导通损耗。假设电机工作电流10ALR7843的导通电阻4.5mΩ单管导通损耗是10² × 0.0045 0.45W。H桥同时有两个管子导通总导通损耗约0.9W。这个损耗不算大TO-252封装在良好PCB铜箔散热条件下可以承受。栅极电荷影响开关速度和驱动损耗。Qg越大开关过渡时间越长开关损耗越大。LR7843的Qg在50nC左右配合IR2104的驱动电流拉电流约130mA灌电流约270mA开关时间大约在几百纳秒开关损耗可控。4.2 导通损耗与开关损耗的估算方法导通损耗的计算很简单P_cond I² × Rds(on) × D其中D是占空比。但要注意Rds(on)随结温升高而增大LR7843在125°C时的导通电阻大约是25°C时的1.5倍。所以计算时要留足余量按最高工作结温下的Rds(on)来算。开关损耗的计算稍微复杂一些。每次开关过程中MOS管同时承受电压和电流产生损耗。开关损耗的近似公式是P_sw 0.5 × Vds × Id × (tr tf) × fsw其中tr和tf是上升和下降时间fsw是开关频率。假设Vds24VId10Atrtf200nsfsw20kHz那么P_sw 0.5 × 24 × 10 × 200e-9 × 20000 0.48W。这个损耗和导通损耗相当不能忽略。降低开关损耗的方法有几种减小栅极电阻加快开关速度、提高驱动电压、选用Qg更小的MOS管、降低开关频率。但加快开关速度会带来EMI问题需要权衡。实际设计中栅极电阻通常选10Ω到22Ω之间既能保证开关速度又不至于产生太严重的振铃。4.3 栅极电阻的作用与取值权衡栅极电阻串联在IR2104的输出和MOS管栅极之间作用是限制栅极充电电流控制开关速度。电阻越小开关越快开关损耗越小但栅极电流越大IR2104的驱动压力越大而且容易产生振铃和EMI。电阻越大开关越慢开关损耗越大但EMI小驱动电路更稳定。我一般先用10Ω的栅极电阻做测试用示波器看栅极波形和漏极波形。如果漏极波形的上升沿和下降沿有明显的振铃就适当增大电阻到15Ω或22Ω。如果开关损耗太大导致管子发热严重就减小电阻到4.7Ω或6.8Ω。最终取值要在开关损耗和EMI之间找到平衡点。还有一个细节栅极电阻的功率要足够。虽然栅极平均电流不大但峰值电流可能达到几百毫安在电阻上产生瞬时功率。通常用0805或1206封装的电阻就够了但不要用0402这种小封装峰值功率可能扛不住。4.4 死区时间与IR2104内部逻辑的配合IR2104内部的死区时间典型值是520ns这个值是固定的不能调整。对于LR7843这种Qg不算大的管子520ns的死区时间足够避免直通。但如果你的MOS管Qg特别大或者栅极电阻选得很大关断延迟可能超过520ns这时候就需要在MCU端额外插入死区时间。MCU端做死区控制的方法很简单用定时器的互补输出模式设置死区寄存器。比如STM32的高级定时器TIM1和TIM8都支持互补输出和死区插入死区时间可以按纳秒级精度设置。设置好之后MCU输出的两路PWM信号之间会自动插入死区IR2104的输入信号就不会出现同时为高的情况。但要注意IR2104的输入信号是高电平有效还是低电平有效取决于具体型号。IR2104的HIN和LIN都是高电平有效也就是说输入高电平时对应的输出管导通。如果MCU端已经插入了死区IR2104内部的死区逻辑不会冲突只是总死区时间会变成MCU死区加上IR2104死区。所以MCU端的死区时间可以设小一点比如200ns加上IR2104的520ns总共720ns对大多数应用来说足够了。5. 完整H桥原理图设计与关键节点分析5.1 半桥驱动芯片的供电与去耦IR2104的VCC引脚需要接12V到15V的驱动电源。这个电源要干净、稳定因为它的噪声会直接耦合到栅极驱动信号上。我通常会在VCC引脚旁边放一个10μF的电解电容和一个100nF的陶瓷电容电解电容负责低频滤波陶瓷电容负责高频去耦。两个电容要尽量靠近芯片引脚走线越短越好。IR2104的COM引脚接地VS引脚接高边MOS管的源极。VS引脚的走线要特别注意它承载的是高边MOS管源极的快速跳变电压di/dt很大。如果走线太长寄生电感会产生严重的振铃甚至导致IR2104内部逻辑误动作。VS引脚的走线要尽量短、尽量粗最好直接连到高边MOS管的源极焊盘上。自举二极管和自举电容要靠近IR2104的VB和VS引脚放置。自举二极管的负极接VB正极接VCC。自举电容的正极接VB负极接VS。这三个元件的走线要短而粗减少寄生电感。5.2 电流采样与过流保护的设计思路大电流H桥必须有过流保护否则一旦电机堵转或者短路MOS管瞬间就会烧毁。最简单的过流保护方式是在低边MOS管的源极和地之间串一个采样电阻用运放放大采样电阻上的电压送到MCU的ADC或者比较器。采样电阻的取值要权衡阻值太大功耗大、压降大阻值太小信号弱、信噪比差。假设最大工作电流20A采样电阻取1mΩ满量程压降20mV。这个信号比较弱需要运放放大50倍到100倍变成1V到2V的信号送给MCU。采样电阻的功率是20² × 0.001 0.4W选1W以上的电阻比较稳妥。采样电阻的布局很关键。它必须放在低边MOS管源极和地之间的主电流路径上走线要开尔文连接也就是电压采样点要从电阻的焊盘内侧取不要从主电流走线上取否则走线电阻会引入误差。过流保护的响应速度要快。如果用MCU的ADC采样响应时间可能在微秒级别对于短路保护来说太慢了。更好的方案是用比较器把采样信号和参考电压比较一旦超过阈值立刻输出故障信号通过硬件逻辑关断IR2104的输入信号。比较器的响应时间可以做到几百纳秒能在MOS管损坏之前切断驱动。5.3 电源端滤波与母线电容的配置H桥的电源端需要大容量母线电容来吸收电机换向和PWM开关产生的电流脉动。电机是感性负载PWM关断时电流不能突变会通过续流路径流动。但电源端的电流是脉冲式的如果没有足够的母线电容电源电压会产生大幅波动影响驱动电路工作。母线电容的容量估算假设电机电流10APWM频率20kHz允许电源电压波动1V。每个周期电机从电源抽取的电荷大约是I × D × T 10 × 0.5 × 50e-6 250μC。根据C Q/ΔVC 250e-6 / 1 250μF。实际选用时留足余量用470μF到1000μF的电解电容并联一个10μF的陶瓷电容滤高频。电解电容的ESR和纹波电流额定值要关注。电机驱动场景下母线电容的纹波电流可能达到几安培普通电解电容扛不住。要选低ESR、高纹波电流的型号比如固态电解电容或者多个电解电容并联。5.4 PCB布局功率回路与信号回路的分离PCB布局是H桥设计中最容易出问题的地方。功率回路承载大电流di/dt很高会产生强磁场耦合到信号线上造成干扰。信号回路承载小信号容易被干扰。两者必须分开布局功率回路尽量短而粗信号回路远离功率回路。具体来说四个MOS管要尽量靠近组成一个紧凑的H桥结构。电源正极到高边MOS管漏极的走线要短而粗低边MOS管源极到地的走线也要短而粗。电机输出端的走线同样要粗承载电机电流。这些走线最好用铺铜而不是细线减小阻抗和电感。IR2104要靠近MOS管放置栅极驱动走线要短。自举电容和自举二极管要紧贴IR2104的VB和VS引脚。电流采样电阻要放在低边MOS管源极和地之间采样信号走差分线到运放。信号地和功率地要分开最后在电源输入端单点连接。如果混在一起功率地上的大电流会产生压降叠加到信号地上导致控制信号出错。我一般用0Ω电阻或者磁珠连接信号地和功率地方便调试时断开测量。6. 实测波形分析与典型故障排查6.1 栅极驱动波形上升沿振铃与米勒平台用示波器看LR7843的栅极波形你会看到几个典型特征。第一个是上升沿的振铃这是栅极走线的寄生电感和MOS管栅极电容形成的LC谐振。振铃频率通常在几十MHz到上百MHz幅度可能达到几伏。如果振铃幅度太大可能超过MOS管的Vgs最大额定值通常是±20V损坏栅极氧化层。抑制振铃的方法有几种增大栅极电阻、缩短栅极走线、在栅极和源极之间并联一个小电容比如1nF。增大栅极电阻最简单但会增加开关损耗。缩短走线需要PCB布局配合。并联电容会增大栅极电荷增加驱动损耗。实际调试时我通常先试10Ω栅极电阻如果振铃还是太大再加到22Ω。第二个特征是米勒平台。在栅极电压上升到阈值电压以上后漏极电流开始流动漏极电压开始下降。在漏极电压下降期间栅极电压会出现一个平台因为栅极电流被米勒电容Cgd分流了。米勒平台的持续时间取决于驱动电流和米勒电容的大小。平台期间MOS管同时承受电压和电流是开关损耗的主要来源。6.2 漏极波形开关过渡时间与电压尖峰漏极波形反映的是MOS管的开关过程。关断时漏极电压从接近0V上升到电源电压同时漏极电流从工作电流下降到0。如果关断太快漏极走线的寄生电感会产生电压尖峰Vds可能超过电源电压很多甚至超过MOS管耐压。电压尖峰的计算V_spike L × di/dt。假设漏极走线电感10nH关断时电流在100ns内从10A降到0di/dt 10A/100ns 100A/μs。V_spike 10e-9 × 100e6 1V。这个尖峰不算大但如果走线电感更大或者关断更快尖峰可能达到十几伏甚至几十伏。抑制电压尖峰的方法缩短漏极走线、增加栅极电阻减慢关断速度、在漏极和源极之间加RC吸收电路。RC吸收电路通常用几欧姆的电阻和几百皮法的电容串联并联在MOS管两端。但RC吸收电路会增加损耗只在尖峰严重时使用。6.3 自举电压异常从波形定位电容或二极管问题自举电压异常是IR2104电路最常见的故障。用示波器看VB和VS引脚的电压差正常应该在10V到12V之间。如果发现自举电压随占空比升高而下降或者在高边管导通期间快速跌落说明自举电容容量不足或者自举二极管漏电。如果自举电压在低边管导通期间充不到VCC附近说明自举二极管正向压降太大或者充电回路阻抗太大。检查二极管型号是否正确走线是否太细太长。如果自举电压在高边管导通期间跌落太快说明自举电容容量不够或者IR2104高边驱动电路的静态电流太大。还有一种情况是自举电压完全为零。这通常是因为自举二极管装反了或者自举电容虚焊或者IR2104的VB引脚没有连接到自举电容正极。用万用表测一下VB和VS之间的电阻正常应该是几百千欧到兆欧级别如果短路或者开路说明芯片或者外围元件有问题。6.4 电机堵转与短路保护的实际测试电机堵转测试是验证H桥保护功能的关键步骤。把电机轴固定住给一个较小的PWM占空比观察电流采样信号和过流保护动作。正常情况下堵转电流会迅速上升到保护阈值比较器输出翻转IR2104的输入信号被拉低MOS管关断。测试时要注意堵转电流可能达到正常工作电流的5到10倍如果保护阈值设得太高MOS管可能在保护动作之前就烧了。保护阈值通常设为正常工作电流的2到3倍既能保证正常运行时不过度保护又能在堵转时快速切断。短路测试更危险建议用可调电源限流保护先把电流限制设小一点比如1A然后短接电机输出端观察保护动作。如果保护正常再逐步提高限流值。短路测试时一定要戴护目镜防止MOS管炸裂伤人。7. 从原理图到实物焊接调试与性能优化7.1 首板调试的步骤与安全注意事项第一块板子焊好之后不要直接接电机和电源。先用万用表测一下电源和地之间的电阻确认没有短路。然后只焊IR2104和外围元件不焊MOS管给IR2104供12V电用示波器看HIN和LIN输入信号以及HO和LO输出信号。确认IR2104工作正常之后再焊MOS管。焊MOS管之后先不接电机给H桥供低压电比如5V用示波器看四个MOS管的栅极波形和漏极波形。确认开关正常、没有直通、死区时间足够之后再接电机测试。接电机时先用小占空比、低电压观察电流和温度逐步提高。安全注意事项调试时一定要用隔离电源或者隔离变压器避免示波器探头地线接到功率地上造成短路。示波器探头要用高压差分探头或者隔离探头普通无源探头的地线夹子接功率地会烧探头。调试区域要保持通风MOS管炸裂时会产生烟雾和碎片。7.2 散热设计与温度实测LR7843在TO-252封装下的热阻大约是50°C/W结到环境如果功耗1W结温比环境高50°C。夏天环境温度40°C结温就是90°C还在安全范围内。但如果功耗2W结温就130°C了接近极限。所以大电流场景下必须加散热片或者用TO-220封装。我实测过LR7843在10A电流、20kHz开关频率下的温升。不加散热片TO-252封装PCB铜箔面积1平方厘米运行10分钟后MOS管表面温度大约70°C结温估计在90°C左右。加一个小散热片之后表面温度降到50°C结温70°C左右。如果用TO-220封装加散热片表面温度可以控制在40°C以下。散热设计的关键是降低热阻。PCB铜箔面积越大热阻越小。在MOS管焊盘下面铺大面积铜箔用多个过孔连接到背面铜箔可以显著降低热阻。如果空间允许加铝制散热片用导热硅脂或者导热垫连接MOS管和散热片。7.3 效率测试与损耗分布用功率分析仪或者两个万用表同时测输入电压电流和输出电压电流可以算出H桥的效率。我实测的IR2104LR7843方案在24V、10A、20kHz条件下效率大约在95%到97%之间。损耗主要分布在MOS管导通损耗、开关损耗、IR2104静态损耗和自举电路损耗。导通损耗占比最大大约占总损耗的50%到60%。开关损耗占20%到30%。IR2104静态损耗和自举电路损耗占10%左右。降低导通损耗的方法是选导通电阻更小的MOS管或者多个MOS管并联。降低开关损耗的方法是优化栅极驱动加快开关速度或者降低开关频率。效率测试时要注意电机是感性负载电流波形不是纯直流有纹波。功率分析仪要能测真有效值否则读数不准。另外电机运转时会产生反电动势影响输入功率的计算。最好用测功机加载模拟实际工作条件。7.4 从20kHz到50kHz开关频率提升的代价与收益提高开关频率可以减小电流纹波降低电机噪音改善低速性能。但开关频率提高会带来开关损耗增加、驱动电路压力增大、EMI问题加重。从20kHz提高到50kHz开关损耗增加2.5倍MOS管温度会明显上升。我试过把开关频率从20kHz提到50kHzLR7843的温升从30°C增加到50°C效率从96%降到93%。电机噪音确实小了很多低速运转更平滑。但如果散热条件不好50kHz下MOS管可能过热。所以提高开关频率的前提是散热要跟上或者换用Qg更小的MOS管。另一个选择是提高驱动电压。IR2104的VCC从12V提高到15V栅极驱动电压提高MOS管导通电阻减小开关速度加快。但15V接近LR7843的Vgs最大额定值±20V留的余量不大。而且自举电容和自举二极管的耐压也要相应提高。我一般用12V驱动兼顾性能和可靠性。8. 从这套方案延伸出去的几个方向IR2104加LR7843的组合本质上是一个半桥驱动加功率开关的通用方案。把两个半桥组合起来就是全桥可以驱动直流电机、步进电机、甚至逆变器。把三个半桥组合起来就是三相桥可以驱动无刷直流电机。这套方案的扩展性很强掌握了半桥驱动和自举电路后面做更复杂的拓扑就轻松多了。如果你要做三相无刷电机驱动可以用三颗IR2104加六颗LR7843配合STM32的高级定时器生成六路PWM。自举电路的设计思路完全一样只是每相都需要独立的自举二极管和电容。三相桥的死区时间设置更关键因为三相之间的换向逻辑更复杂。如果要做更高电压的应用比如48V或60VLR7843的30V耐压就不够了。可以换用IRF320555V耐压或者IRF140440V耐压驱动芯片可以继续用IR2104但自举二极管的耐压要相应提高。更高电压下电压尖峰和EMI问题会更严重PCB布局和吸收电路的设计要更加讲究。如果要做更大电流的应用比如50A以上单颗LR7843扛不住可以两颗或者三颗并联。并联MOS管要注意均流问题栅极电阻要独立源极走线要对称否则电流会集中在某颗管子上。并联之后总栅极电荷增加IR2104的驱动能力可能不够需要加栅极驱动缓冲器或者换用驱动能力更强的芯片。这套方案我用了好几年从最初烧管子、炸电容到后来能稳定跑几十安培中间踩过的坑基本都在这篇文章里了。自举电路看起来简单但细节特别多一个二极管选错、一个电容放错位置整个电路就工作不正常。希望这些经验能帮你少走点弯路一次把电路调通。
